Desenvolvimento de uma referência de corrente para circuitos integrados analógicos destinados ao futuro “internet das coisas”

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ARTIGO ORIGINAL

QUEIROZ, Larissa Pereira de [1], DUPOUY, Emmanuel Benoit Jean Baptiste [2]

QUEIROZ, Larissa Pereira de. DUPOUY, Emmanuel Benoit Jean Baptiste. Desenvolvimento de uma referência de corrente para circuitos integrados analógicos destinados ao futuro “internet das coisas”. Revista Científica Multidisciplinar Núcleo do Conhecimento. Ano 04, Ed. 06, Vol. 11, pp. 94-114. Junho de 2019. ISSN: 2448-0959

RESUMO

Este trabalho propõe um novo circuito integrado que gera uma corrente e uma tensão de polarização independente da temperatura e da tensão de alimentação simultaneamente. Este projeto foi baseado na combinação de duas topologias de compensação existentes na literatura e portanto, foi dividido em duas etapas. Primeiramente foi feita a compensação em temperatura, e em seguida, a compensação de tensão. Os resultados dos coeficientes de 732ppm/V e 80ppm/°C para a referência de corrente e 1089ppm/V; 14ppm/°C para a referência de tensão se mostraram bastante satisfatórios. O circuito é compacto e utiliza apenas 8 transistores. A tecnologia utilizada foi CMOS 0,18 m, fabricante TSMC.

Palavras-chave: Microeletrônica analógica, referência de corrente, CMOS.

1. INTRODUÇÃO

Os sensores autônomos para o futuro Internet das Coisas (IoT) representam um nó tecnológico importante. Quando se trata de sistema autônomo, a gestão da energia é essencial. Para criar sensores comunicantes e autônomos, é então necessário otimizar cada bloco elementar para conseguir encontrar o melhor compromisso entre consumo e performance. No caso de uma rede de sensores sem fio, um desafio importante é de garantir o funcionamento do circuito em diversas condições de temperatura, tensão de alimentação e variação no processo de fabricação (PVT). Para a realização de circuitos integrados funcionando com essas variações de PVT, é necessário utilizar um circuito de referência que possa servir de ancora para o resto do dispositivo. Suas principais caraterísticas são:

  • o consumo
  • a área ocupada na pastilha de silício
  • a dependência em temperatura
  • a dependência em função da tensão de alimentação
  • as variações de performance de uma amostra para outra

A principal dificuldade, ainda hoje, para essa referência é de obter um baixo consumo junto a uma boa estabilidade. O problema é então encontrar o melhor compromisso entre esses parâmetros para alcançar nosso objetivo de obter um objeto comunicante com o menor consumo possível e funcionando em vários ambientes. Além disso, o projeto deve ser desenvolvido em tecnologia CMOS para uma maior integração com os outros circuitos partes do sistema completo.

Um dispositivo de IoT é geralmente constituído de um sensor, uma antena e um circuito integrado, o três estão lutando para o mesmo recurso, a energia. Então, o consumo de potência é um grande desafio para os engenheiros trabalhando com IoT. O tamanho de um nó sensor depende principalmente do tamanho da bateria que ele vai embarcar. A tendência é então reduzir o tamanho a bateria, reduzindo também a sua capacidade. A diminuição do consumo de potência se torna um critério crítico no projeto do sensor e guiara a concepção da referência que propomos de projetar.

Existem dois tipos de circuito geralmente utilizado para realizar essa tarefa. São chamados de referência de corrente e referência de tensão (geralmente fonte de bandgap). Existem múltiplas topologias para implementar tais referências em tecnologia CMOS. Nós vamos focar esse trabalho na referência de corrente, já que ela apresenta performances piores do que a referência de tensão, sobretudo quando é preciso obter um consumo de potência baixo. Detalharemos esse fato na próxima parte do projeto. Esse dispositivo constituirá um novo bloco na nossa biblioteca, necessário ao projeto completo de um circuito comunicante para IoT.

Os circuitos de polarização são geralmente deixados fora do chip nos circuitos experimentais, os projetistas consideram que esses circuitos “padrões” podem ser facilmente acrescentados em uma próxima revisão do circuito quando for para entrar em produção. O resultado disso é que será preciso de mais uma iteração e de novos ajustes para uma operação correta.

2. FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA

Para a elaboração desse trabalho são apresentados os conceitos de referência de corrente e suas principais topologias.

2.1 REFERÊNCIA DE CORRENTE

A maioria dos circuitos de sinal analógico e misto, como conversores analógico-digital (CADs) e conversores digital-analógicos (CDAs) exigem que os circuitos de referência de corrente forneçam uma fonte de corrente precisa e estável. Além disso, o desempenho dos circuitos analógicos e de sinal misto dependem de um ponto de polarização estável diante de uma ampla gama de variação de processos, tensão e temperatura (PVT). É muito importante ter uma fonte de corrente estável [3].

2.2 FONTES INDEPENDENTES DA TENSÃO

Referências de tensão são importantes em aplicações de precisão que necessitam de uma tensão ou corrente fixas, que não se alterem quando as demais tensões do circuito, principalmente as de alimentação, sofrem variações. Circuitos de referência podem ser encontrados com diversas topologias. Algumas delas serão descritas a seguir.

2.2.1 ESPELHO DE CORRENTE E A FONTE DE CORRENTE DE WIDLAR

Um espelho de corrente é um elemento com pelo menos três terminais, como mostrado na Figura 1. O terminal comum é conectado à uma fonte de alimentação, e a fonte de corrente de entrada é conectada ao terminal de entrada. Idealmente, a corrente de saída é igual a corrente de entrada multiplicada por um ganho de corrente desejado [1].

Figura 1: Diagrama de blocos do espelho de corrente referenciado ao a) terra e b) alimentação positiva.

Fonte: Gray & Meyer, p. 252

A Figura 2 mostra a versão MOS do espelho de corrente simples. Este espelho geralmente não é muito bom para correntes muito baixas. Por exemplo, usando um um espelho de corrente MOS simples e assumindo uma relação máxima de área de 10 para 1, o espelho iria precisar de uma corrente de entrada de 50 A para uma corrente de saída de 5 A. Se a tensão de alimentação na Figura 2 for de 5V e VGE = 0; 7V , R = 86k seria preciso. Resistores dessa magnitude custam caro em termos de área ocupada no semicondutor [1].

Figura 2: Espelho de corrente simples de dois transistores onde a corrente de entrada é ajustada pela tensão de alimentação e um resistor usando transistores CMOS

Fonte: Gray & Meyer, p. 298

Correntes de magnitude tão pequena podem ser obtidas com valores moderados de resistência apenas modificando o espelho de corrente simples de modo que os transistores operem com tensões VGE diferentes. Na fonte de corrente de Widlar da Figura 3, o resistor R2 é colocado em série com o emissor de M2, e os transistores M1 e M2 operam com tensões VGE diferentes se R2 6= 0. Este circuito é chamado de fonte de corrente ao invés de espelho de corrente porque a corrente de saída é muito menos dependente da corrente de entrada e da tensão de alimentação do que no espelho de corrente simples mostrado na Figura 2 [1].

Figura 3: Fonte de corrente de Widlar MOS

Fonte: Gray & Meyer, p. 298

A corrente de saída da fonte de corrente de Widlar pode ser calculada pela equação (1):

2.2.2 FONTE DE CORRENTE PEAKING

A fonte de Widlar descrita no item anterior permite que sejam obtidas correntes na faixa de microamperes com valores moderados de resistência. Estágios de polarização de circuitos integrados com correntes na ordem de nanoamperes são comumente desejáveis. Para alcançar correntes tão baixas com valores de resistência moderados, o circuito mostrado na Figura 4 pode ser utilizado [1].

Figura 4: Fonte de corrente peaking MOS

Fonte: Gray & Meyer, p. 302

A corrente de saída da fonte de corrente Peaking pode ser obtida a partir da equação (2):

O gráfico da equação (2) é mostrado na Figura 5 para n = 1; 5, T = 27C, R = 10k , k0 = 200 A=V 2, e (W=L)2 = (W=L)1 = 25. Quando a corrente de entrada é pequena, a queda de tensão no resistor é pequena. Assim, IOUT ‘ IIN . Enquanto a corrente de entrada aumenta, VGS1 aumenta mais devagar do que a queda no resistor. Como resultado, aumentos na corrente de entrada eventualmente causam com que a tensão VGS de M2 diminua. A corrente de saída atinge o máximo valor quando VGS2 é máximo. O nome “Peaking” se dá por esse comportamento, e a localização e magnitude do pico dependem de R.

Figura 5: Característica de transferência da fonte de corrente peaking MOS

Fonte: Gray & Meyer, p. 303

2.2.3 FONTE DE CORRENTE REFERENCIADA À TENSÃO DE LIMIAR

O nível de independência da tensão de alimentação oferecida pela fonte de corrente de Widlar não é adequada para muitos tipos de circuitos analógicos. Uma sensitividade muito menor pode ser obtida fazendo com que as correntes de polarização do circuito dependam de outro parâmetro de tensão que não seja a tensão de alimentação. Um dos parâmetros mais conveniente é a tensão de limiar do transistor. Esse parâmetro pode ser utilizado para reduzir a dependência da alimentação, porém a desvantagem é que a tensão de referência é bastante dependente da temperatura [1].

Figura 6: Fonte de corrente referenciada à tensão de limiar

Fonte: Gray & Meyer, p. 306

A corrente de saída da fonte de corrente referenciada à tensão de limiar mostrada na Figura 6, pode ser representada pela equação:

O caso de principal interesse é quando o overdrive de T1 é pequeno comparado com a tensão de limiar. Esse caso pode ser atingido na prática escolhendo uma corrente de entrada suficientemente baixa e um (W=L)1 grande. Neste caso, a corrente de saída é determinada principalmente pela tensão de limiar e R2 [1].

2.2.4 AUTO-POLARIZAÇÃO E CIRCUITO DE START-UP

A sensibilidade da tensão de alimentação pode ser altamente reduzida com o uso da técnica de polarização bootstrap, também chamada de auto polarização. Ao invés de desenvolver uma corrente de entrada conectando um resistor com a alimentação, a corrente de entrada é criada de forma a depender diretamente da corrente de saída da fonte de corrente em si[1]. O conceito é ilustrado no diagrama de blocos da Figura 7.

Figura 7: Diagrama de bloco de uma referência auto polarizada

Fonte: Gray & Meyer, p. 307

Assumindo que o loop de feedback formado por esta conexão possui um ponto de operação estável, as correntes fluindo no circuito são muito menos sensíveis à tensão de alimentação do que no caso da polarização resistiva. As duas variáveis chave são a corrente de entrada, IIN e a corrente de saída IOUT [1].

As relações entre essas duas variáveis são governadas pela fonte de corrente e pelo espelho de corrente. Pelo ponto de vista da fonte de corrente, a corrente de saída é quase independente da corrente de entrada para uma ampla variedade de correntes de entrada, como mostrado na Figura 8.

Pelo ponto de vista do espelho de corrente, IIN é definido como igual a IOUT , assumindo que o ganho do espelho de corrente é unitário. O ponto de operação do circuito deve satisfazer as duas condições e, portanto, está na intersecção das duas características. No gráfico da Figura 8, duas intersecções ou potenciais pontos de operação são mostrados. O ponto A é o ponto de operação desejado e o ponto B é o ponto de operação indesejado porque IOUT = IIN = 0.

Figura 8: Determinação do ponto de operação

Fonte: Gray & Meyer, p. 307

Se a corrente de saída na Figura 7 aumentar por qualquer razão, o espelho de corrente aumenta a corrente de entrada na mesma quantidade, pois assume-se que o ganho do espelho de corrente é unitário. Como resultado, a fonte de corrente aumenta a corrente de saída em uma quantidade que depende do ganho da fonte de corrente. Portanto, o loop responde a uma mudança inicial na corrente de saída mudando mais tarde a corrente de saída em uma direção que reforça a mudança inicial. Em outras palavras, a conexão de uma fonte de corrente e um espelho de corrente como mostra a Figura 7, forma um loop de feedback positivo, e o ganho em torno do loop é o ganho da fonte de corrente.

O ponto de operação B (indesejado) pode ser evitado utilizando um circuito de start-up para garantir que alguma corrente sempre circule nos transistores da referência de modo que o ganho em torno do loop no ponto B na Figura 8 nunca caia para menos que um. Um requerimento adicional é que o circuito de start-up nunca deve interferir no funcionamento normal da referência uma vez que o ponto de operação desejável é alcançado.

Um circuito de start-up típico utilizado na tecnologia CMOS é ilustrado na Figura 9. Se o circuito está no estado indesejado de corrente zero, o VGS de T1 será menor que a tensão de limiar. Como resultado, T7 está desligado e T8 opera na região de tríodo, puxando o VGS de T9 até VDD. Desta forma T9 está ligado e puxa para baixo a tensão nos gates T4 e T5, evitando o estado de corrente zero.

Figura 9: Referência auto polarizada com um circuito de start-up

Fonte: Gray & Meyer, p. 310

No estado permanente, o VGS de T7 sobe para IOUT R, que liga T7 e reduz o VGS de T9. Em outras palavras, T7 e T8 formam um inversor CMOS em que a saída cai quando o circuito de referência liga. Como o circuito de start-up não deve interferir na operação normal do circuito de referência no estado permanente, a saída do inversor deve diminuir suficientemente para que T9 desligue no estado permanente. Na prática, essa condição é satisfeita fazendo com que a razão W=L de T7 seja muito maior que a razão W=L de T8.

2.3 FONTES INDEPENDENTES DA TEMPERATURA

Outro aspecto importante em relação ao desempenho dos circuitos de polarização é sua dependência da temperatura. Esta variação é mais convenientemente expressa em termos da mudança fracionária em corrente de saída por grau centígrado de variação de temperatura, que chamamos de coeficiente de temperatura fracionário T CF [1]:

Um coeficiente de temperatura descreve a alteração relativa de uma propriedade física associada a uma determinada alteração na temperatura. As referências de corrente até então descritas possuem uma baixa dependência da tensão de alimentação, porém possuem uma alta dependência da temperatura. A seguir serão detalhadas algumas topologias de circuitos com polarização independente da temperatura.

2.3.1 REFERÊNCIA DE BAND-GAP

As referências de band-gap são amplamente utilizadas para gerar uma temperatura insensível à tensão de referência determinada pelo band-gap do silício. A referência de band-gap geralmente utiliza diodos PN para gerar tanto uma tensão que aumenta com a temperatura (PTAT), quanto uma tensão que diminui com a temperatura (CTAT). Elas são combinadas para eliminar a dependência da temperatura [2].

Como as fontes de polarização referenciadas a VBE e VT possuem T CF opostos, pode-se referenciar a corrente de saída a uma composição de tensão que é uma soma ponderada de VBE e VT . Ponderando corretamente, um coeficiente de temperatura zero deve ser alcançado [1].

Considere o circuito hipotético da Figura 10. Uma tensão de saída é desenvolvida que é igual a VBE(on) mais a constante M vezes VT . Para obter o valor desejado de M, nós devemos determinar o coeficiente de temperatura de VBE(on).

Figura 10: Circuito de referência band-gap hipotético

Fonte: Gray & Meyer, p. 316

Pela Figura 10, a tensão de saída é:A tensão de saída na temperatura T CF igual a zero (T = T0) descrita em função de alguns parâmetros do circuito, é dada por:

Em que: VG0 é a tensão de band-gap do silício, é um parâmetro do circuito, e é um parâmetro do dispositivo.

Se considerarmos = 3; 2 e = 1, sabendo que a tensão de band-gap do silício é de 1,205V, veremos que a tensão de saída para um coeficiente de temperatura zero, é muito próxima da tensão de band-gap do silício, o que explica o nome desses circuitos de polarização.

2.3.2 TOPOLOGIA DE C.YOO E J.PARK

Na topologia de C.Yoo e J.Park, o processo de compensação foi dividido em dois circuitos, um para fazer a compensação de tensão, e outro para fazer a compensação em temperatura. O primeiro circuito, para a compensação da tensão, é composto por duas fontes de Widlar, as fontes geram correntes de saída com a mesma dependência da temperatura, porém com magnitudes diferentes. Usa-se, então, um transistor PMOS e um NMOS para subtrair as duas correntes, e assim obter a saída compensada. O mesmo princípio é utilizado para fazer a compensação de temperatura [8]. O processo das duas compensações será detalhado mais adiante.

Referência de corrente CMOS de alimentação e temperatura compensada: A dependência da tensão de alimentação diferente de zero da referência de corrente convencional com auto polarização é compensada como mostrado na Figura 11. Duas correntes de referência auto polarizadas geram I1 e I2, respectivamente, e o espelho de corrente M6 e M9 multiplicam I2 para obter N xI2. O tamanho dos transistores e da resistência RS são determinadas de modo que as duas saídas de corrente I1 e N xI2 tem a mesma dependência da tensão de alimentação e magnitudes diferentes. Então, subtraindo N xI2 de I1, a corrente de saída independente da fonte, IS1, pode ser obtida como mostrado conceitualmente na parte inferior da Figura 11.

Figura 11: Geração de corrente independente da alimentação

Fonte: C. Yoo & J. Park, 2007, p. 1

Através de uma análise simples, o IS1 da corrente de saída compensada da fonte é [8]:

A Figura 12 mostra o comportamento simulado da corrente gerada independente da tensão de alimentação conforme o circuito da Figura 11. As duas correntes de saída I1 e I2 da referência de corrente auto polarizada convencional mostram uma forte dependência da tensão enquanto a corrente IS1 mostra uma magnitude constante independentemente da tensão de alimentação, validando o conceito de compensação da alimentação.

Figura 12: Comportamento simulado do circuito de geração de corrente independente da fonte de alimentação

Fonte: C. Yoo & J. Park, 2007, p. 1

A corrente IS1 independente da alimentação tem um coeficiente de temperatura positivo por causa dos coeficientes de temperatura negativos de p e RS. A dependência da temperatura é compensada também por uma simples subtração de corrente, como mostrado na Figura 13. A corrente do dreno de M14, IT é proporcional a IS1 e por isso seu coeficiente de temperatura também é positivo. Subtraindo IT de IS1, a corrente de saída com compensação de temperatura, IOUT, pode ser obtida. Pelo fato de que IT e IS1 são ambas independentes da alimentação, a corrente de saída IOUT também é independente da alimentação.

Figura 13: Corrente de referência CMOS compensada em tensão e temperatura

Fonte: C. Yoo & J. Park, 2007, p. 1

O esquema proposto de compensação de temperatura e alimentação depende de subtração de corrente, o que não requer o empilhamento em série de transistores como os transistores cascode. O número de transistores entre os trilhos de alimentação é apenas dois e, portanto, a referência de corrente proposta pode operar com uma tensão de alimentação muito baixa.

Na prática, os autores conseguiram atingir um coeficiente de variação baixo em relação à tensão de alimentação, mas os resultados não foram tão bons em relação à temperatura. O problema suspeitado é um coeficiente de temperatura mal controlado no caso do resistor, já que a compensação depende essencialmente desse parâmetro.

2.3.3 TOPOLOGIA DE FIORI E CROVETTI

Esta topologia propõe uma nova corrente de referência, compacta, independente da temperatura, que utiliza apenas cinco transistores MOS e dois resistores integrados.

Nesse caso, diferentemente do circuito de Yoo e Park, a compensação de temperatura depende mais dos valores e das relações entre as resistências, do que do coeficiente de temperatura delas.

2.3.3.1 REFERÊNCIA DE CORRENTE DE PRIMEIRA ORDEM INDEPENDENTE DA TEMPERATURA

Nesta topologia, a fonte de auto polarização realizada por um espelho de corrente e uma fonte de Widlar foi modificada conforme mostra a Figura 14. Neste novo circuito, o transistor nMOS M5 foi adicionado.

Figura 14: (a) Referência de corrente MOS comum. (b) Corrente de referência MOS de primeira ordem compensada em temperatura. (c) Referência de corrente MOS de primeira ordem compensada em temperatura modificada.

Fonte: Fiori & Crovetti, 2005, p. 1

Com base em no circuito da Figura 14(b), a equação de Kirchoff a seguir:

pode ser escrita como:

onde:

é a mobilidade dos elétrons nos transistores NMOS e i é a razão W=L do transistor Mi.

No circuito da Figura 14(b), a queda de tensão no resistor R1 é dada pela soma de dois termos com coeficientes de temperatura diferentes, onde um termo está relacionado com a sobretensão dos transistores M1, M2 e M5, e tem uma variação de temperatura positiva devido à variação negativa da mobilidade n, enquanto o outro termo é a tensão de limiar cuja (tipicamente negativa) variação de temperatura está relacionada a diferentes mecanismos físicos[11]. Portanto, uma corrente de referência com coeficiente de temperatura zero pode ser obtida se a relação e o sinal destes termos forem devidamente projetados.

2.3.3.2 COMPENSAÇÃO DE TEMPERATURA DE SEGUNDA ORDEM

Os circuitos da Figura 14 (b) e da Figura 14 (c) fornecem uma referência de corrente de primeira ordem independente da temperatura, mas eles não são adequados para obter uma compensação de temperatura de segunda ordem. Esta limitação pode ser superada se, um terceiro e independente mecanismo de variação de temperatura é adicionado.

Uma compensação de temperatura de segunda ordem pode ser obtida a partir da equação (9) se a relação de corrente m for dependente da temperatura. Enquanto o espelho de Widlar mostrado na Figura 15 (a) fornece uma relação de corrente dependente da temperatura, tal espelho é empregado para obter a compensação de temperatura de segunda ordem no novo circuito de referência mostrado na Figura 15 (b).

Assim, mostra-se que os coeficientes de temperatura de primeira ordem e de segunda ordem da relação de corrente em um espelho de Widlar inverso depende de seus parâmetros de projeto, portanto este espelho pode ser dimensionado para mostrar exatamente a dependência da temperatura que é necessária para obter a compensação de temperatura de segunda ordem no circuito da Figura 15 (b).

Embora esse circuito ofereça uma excelente compensação em temperatura, não mostra nenhum mecanismo para realizar a compensação da tensão de alimentação.

Figura 15: Compensação de temperatura de segunda ordem. (a) Espelho de corrente Widlar MOS inverso. (b) Referência de corrente MOS de segunda ordem compensada em temperatura

Fonte: Fiori & Crovetti, 2005, p. 3

3. METODOLOGIA

O circuito proposto junta os mecanismos da compensação em temperatura da topologia de Fiori e da compensação da tensão de alimentação da topologia de Yoo. O esquemático do circuito simulado no Software Cadence é mostrado na Figura 16.

Figura 16: Referência de corrente compensada em tensão e temperatura

Fonte: Elaborada pela autora

O projeto foi dividido em duas etapas, primeiramente foi feita a compensação em temperatura, e em seguida, a compensação de tensão. No circuito da Figura 16, foi utilizada a topologia de Crovetti para gerar duas correntes compensadas em temperatura e com uma mesma dependência da tensão de alimentação, porém com magnitudes diferentes. Essas são as correntes dos transistores M5 e M7, que são espelhadas para os transistores M3 e M4, respectivamente. As correntes nesses últimos dois transistores foram subtraídas pelo transistor NMOS M2, que por sua vez, gerou a corrente final compensada em tensão e temperatura. Por fim, esta corrente foi espelhada para um outro transistor M1, que será utilizado para polarizar os circuitos em nossas aplicações.

Um circuito que gera uma tensão de saída independente da temperatura e da tensão de alimentação também foi projetado, seguindo os mesmos princípios do circuito da Figura 16. Este, é apresentado na Figura 17.

Figura 17: Referência de tensão independente da tensão de alimentação e da temperatura

Fonte: Elaborada pela autora

Como nos circuitos projetados foram utilizados resistores, e estes apresentam uma variação intrínseca na sua resistência com a variação da temperatura, o que pode causar resultados indesejáveis na performance do circuito após a fabricação, foram feitas simulações com todos os resistores da tecnologia utilizada, e foi escolhido aquele que possui um menor coeficiente de temperatura, o RPHRIPOLY. A Figura 18 mostra o esquemático com os diferentes resistores da tecnologia.

Figura 18: Esquemático com diferentes resistores da tecnologia para obtenção de seus coeficientes de temperatura

Fonte: Elaborada pela autora

Os resultados em simulação da corrente no resistor em função da temperatura, são mostrados na Figura 19. Os testes foram feitos em uma margem de temperatura de 0-30°C. Foi observado na simulação que o comportamento dos resistores RNWELL e RNWSTI-M em função da temperatura são idênticos, bem como os resistores RPHRIPOLY e RPHRIPOLYDIS.

Figura 19: Simulação da dependência da temperatura dos resistores da tecnologia. R0 = RNHPOLY, R4 = RNWELL, R16 = RNWSTI-M, R8 = RPHRIPOLY, R18 = RPHRIPOLY-DIS

Fonte: Elaborada pela autora

Os resultados calculados dos coeficientes de temperatura de cada um dos resistores são mostrados na tabela 1.

Tabela 1: Coeficientes de temperatura dos resistores.

Resistor Coeficiente de temperatura
RNHPOLY 1540ppm/°C
RNWELL 2838ppm/°C
RPHRIPOLY 907ppm/°C

Fonte: Elaborada pela autora

4. RESULTADOS E DISCUSSÕES

Primeiramente, foi feita a simulação apenas com a topologia de Yoo e Park. A referência CMOS com compensação de temperatura e tensão de alimentação foi implementada na tecnologia CMOS 0,18 m, fabricante TSMC. A dependência da tensão foi de 15856ppm/V. O coeficiente de temperatura foi de 90ppm/°C.

Como observado, não foi possível obter bons valores de coeficientes para a corrente final. Nesta topologia, a compensação de tensão e temperatura estão inter-relacionadas, desta forma, teria que ter sido feita uma otimização dos dois parâmetros de forma conjunta, porém devido ao alto número de componentes do circuito, o projeto se tornou inviável. Os resultados das simulações podem ser observados nas Figuras 20 e 21.

Figura 20: Comportamento simulado do circuito de geração de corrente independente da alimentação

Fonte: Elaborada pela autora

Figura 21: Comportamento simulado do circuito de geração de corrente independente da temperatura

Fonte: Elaborada pela autora

Os resultados da simulação com a topologia proposta para obtenção da corrente de saída são mostrados nas Figuras 22 e 23. Os coeficientes obtidos foram 732ppm/V e 80ppm/°C. A tensão de alimentação mínima para estabilizar a corrente é de 1.3V.

Figura 22: Corrente de saída em função da temperatura

Fonte: Elaborada pela autora

Figura 23: Corrente de saída em função da tensão de alimentação

A simulação para a obtenção da tensão de saída compensada é mostrada nas Figuras 24 e 25. Os coeficientes obtidos foram 1089ppm/V e 14ppm/°C.

Figura 24: Tensão de saída em função da temperatura

Fonte: Elaborada pela autora

Figura 25: Tensão de saída em função da tensão de alimentação

Fonte: Elaborada pela autora

Uma comparação dos resultados da topologia proposta com outros trabalhos é apresentada na Tabela 2.

Tabela 2: Comparação de performance das referências de corrente.

Parâmetro Unidade Proposto [9] [10] [7] [8]
Corrente de saída A 1 144 400 A 13,65 10,45
Tecnologia CMOS um 0,18 0,18 1,5 0,35 BiCMOS 0,25
Tensão de alimentação mínima V 1.3 1,0 1,1 1,5 1,1
Dependência da alimentação ppm/V 732 N/A 60000 4000 1700
Faixa de temperatura °C -30-100 0-100 -20-70 -30-100 0-120
Dependência da temperatura ppm/°C 80 185 3700 28 60
Consumo de corrente A 9.96 N/A 1,8 A N/A 70

Fonte: Elaborada pela autora

5. CONCLUSÃO

O circuito proposto possui excelentes resultados em simulação na sua compensação de temperatura e tensão comparado com outros trabalhos. Em referência a compensação de temperatura, possui a vantagem de depender mais da relação entre as resistências do que do coeficiente de temperatura delas, além de ser um circuito compacto, utilizando um número pequeno de componentes.

6. REFERENCIAS

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  11. S. M. Sze, Physics of Semiconductor Devices. New York: Wiley, 1969.

[1] Graduanda em engenharia elétrica.

[2] Doutor em eletrônica de alta frequência e optoeletrônica; Mestrado em Telecomunicações, RF e microeletrônica; Graduação em Microeletrônica e instrumentação.

Enviado: Agosto, 2018.

Aprovado: Junho, 2019.

 

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